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半导体开放世界

MOSFET

Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor也称 金氧半场效晶体管

用栅压控制沟道导电的场效应晶体管。

基础主路径「从硅到芯片」第 9 站出处 4 本教材
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速览

约 1 分钟

用栅极电压通过氧化层电容调制半导体表面，形成或关断导电沟道，从而控制源漏电流。

系统理解

约 2 分钟

MOSFET 把 MOS 电容的表面反型与源漏结结合起来：栅压超过阈值后形成反型沟道，载流子在源漏电场下漂移形成电流。工作区通常分为截止、线性（电阻区）与饱和。短沟道效应使阈值下降、漏致势垒降低，推动结构从平面走向 FinFET、GAA。数字逻辑依赖其开关比；模拟电路还依赖跨导、输出电阻与匹配。

器件主线中心节点，上接 MOS 电容，下接 CMOS 与先进结构。

公式提示

长沟道饱和区电流近似与 (Vgs−Vth)² 相关（简化模型）。

关键参数

关键参数
参数单位含义
VthV阈值电压，强反型开启点
gmS跨导，栅压对漏电流的控制能力

常见误区

  • 把 MOSFET 当成只能做数字开关的器件

工程深入

14 条结论 · 6 道例题

核心知识

机制

MOSFET 把表面反型变成可用沟道

MOSFET 可理解为在 MOS 电容两端加入源、漏结：栅压调制表面反型层，源漏端为沟道提供载流子并建立横向电流通路。1

成立条件 以增强型体硅 MOSFET 的入门结构为例；先进多栅器件保留电场控制沟道的核心机制，但几何结构不同

MOS电容 组成：MOS 电容的表面物理是理解 MOSFET 栅控沟道的基础。
PN结 组成：体硅 MOSFET 的源漏与体区形成结。
边界

截止区是电路近似，不表示漏极电流严格为零

增强型 NMOS 在 VGS 低于阈值时没有形成强反型沟道，电路模型通常把它归入截止区；但弱反型载流子仍可产生亚阈值电流，真实器件还存在结漏电、栅漏电等分量。123

成立条件 以增强型 NMOS 为例，PMOS 电压极性相反；“关断”需要结合允许漏电和具体测量条件定义

机制

亚阈值电流主要由弱反型载流子扩散形成

阈值附近及以下，表面反型电荷很少，沿沟道的漂移电流不再主导；源端与漏端之间的弱反型载流子浓度梯度产生扩散电流，并随栅压近似指数变化。123

成立条件 长沟道弱反型入门模型；较大漏压下短沟道效应会降低势垒并增大关断电流；真实总漏电还包含其他机制

扩散 用于：弱反型 MOSFET 与 BJT 基区都可由少数载流子扩散图像理解。
公式

亚阈值摆幅衡量栅压关闭电流的陡峭程度

亚阈值摆幅 S 定义为漏极电流改变一个十倍量级所需的栅压变化；S 越小，栅极越能用较小电压范围关闭电流。12

S = dVɢₛ/d(log₁₀Iᴅ) ≈ n·ln(10)·kT/q

S
亚阈值摆幅，单位 V/dec
n
亚阈值因子，理想极限接近 1
T
绝对温度，单位 K

成立条件 采用半对数 ID–VGS 曲线的局部斜率；经典室温 MOS 静电模型的理想下限约为 60 mV/dec；界面态、耗尽电容和温度通常使实际值增大

例题：动手算一次教学假设，可复算

若教学MOSFET在300 K时的亚阈值因子n=1.40，亚阈值摆幅约是多少？若希望漏电流下降4个十倍量级，栅压至少需下降多少？

已知

  1. n=1.40
  2. T=300 K
  3. kT/q≈25.85 mV
  4. 在同一局部亚阈值斜率范围内

步骤

  1. S≈1.40×ln(10)×25.85 mV≈83.3 mV/dec，把热电压乘以十进对数因子和亚阈值因子
  2. ΔVGS≈4×S≈333 mV，下降4个十倍量级需要跨越4个亚阈值摆幅
结果 S约83.3 mV/dec；下降4个十倍量级约需333 mV栅压变化。

n大于1使栅控弱于理想极限；降低关断电流需要付出有限栅压范围，并与供电缩放形成约束。

不能外推到 S是局部半对数斜率；温度、漏压、界面态、短沟道效应和量测电流范围都会改变实际值。

机制

线性区中反型沟道从源端连续延伸到漏端

当栅压已建立强反型且 VDS 小于过驱动电压时，源漏之间存在连续沟道；较小 VDS 下漏极电流近似与 VDS 成正比，器件表现为栅压可调电阻。123

成立条件 长沟道渐变沟道近似；以增强型 NMOS 为例；VGS > VT 且 0 ≤ VDS < VGS − VT

阈值电压 前置：工作区边界通过过驱动电压 VGS−VT 表达。
公式

长沟道线性区电流由沟道电荷与横向电场共同决定

在恒定迁移率和渐变沟道近似下，栅过驱动决定反型电荷，漏源电压建立横向电场；沿沟道积分得到含 VDS 一次项和二次项的线性区电流。13

Iᴅ = μCₒₓ(W/L)[(Vɢₛ−Vₜ)Vᴅₛ − Vᴅₛ²/2]

μ
沟道有效迁移率，单位 cm²/(V·s)
Cₒₓ
单位面积栅氧电容，单位 F/cm²
W/L
沟道宽长比

成立条件 长沟道、强反型、恒定迁移率；忽略接触电阻、速度饱和和沟道长度调制；NMOS 电流正方向按漏到源的常规电流定义

例题：动手算一次教学假设，可复算

长沟道nMOS的μCox=200 μA/V²、W/L=10、过驱动VGS−VT=0.80 V、VDS=0.20 V；确认工作区后，理想线性区电流是多少？

已知

  1. μCox=200 μA/V²
  2. W/L=10
  3. VGS−VT=0.80 V
  4. VDS=0.20 V
  5. 忽略接触电阻、迁移率退化和速度饱和

步骤

  1. 0<VDS=0.20 V<VGS−VT=0.80 V，漏压低于过驱动，满足长沟道线性区条件
  2. (VGS−VT)VDS−VDS²/2=0.80×0.20−0.20²/2=0.14 V²，计算沟道平均电荷与横向电场的积分项
  3. ID=200 μA/V²×10×0.14 V²=280 μA，乘入工艺跨导参数和宽长比
结果 理想线性区漏电流约280 μA。

在较小VDS下器件近似栅控电阻，但VDS²项已使关系并非严格线性；继续增大漏压会接近夹断边界。

不能外推到 该长沟道恒迁移率模型不能直接预测先进器件或大电流导通电阻；真实值还受体效应、串联电阻、自热和偏置依赖迁移率影响。

机制

漏端夹断标志长沟道模型进入饱和区

随着 VDS 增大，漏端的栅—沟道有效电压下降，漏端反型电荷逐渐减少；当 VDS 约等于 VGS−VT 时，漏端达到夹断条件，额外漏压主要落在漏端高场区。载流子仍能穿过该区域，夹断不等于电流通路被切断。123

成立条件 长沟道、强反型、渐变沟道入门模型；短沟道器件可能在明显夹断前先受速度饱和限制

公式

理想长沟道饱和电流呈过驱动电压平方律

把线性区电流在 VDS = VGS−VT 的夹断边界取值，可得到理想长沟道 MOSFET 的平方律饱和电流。123

Iᴅ,sat = ½ μCₒₓ(W/L)(Vɢₛ−Vₜ)²

Vɢₛ−Vₜ
栅过驱动电压，单位 V
Iᴅ,sat
理想饱和漏极电流，单位 A

成立条件 长沟道、恒定迁移率、强反型；忽略沟道长度调制、体效应、串联电阻和高场速度饱和；不适合直接描述先进短沟道器件

例题：动手算一次教学假设，可复算

长沟道nMOS的μCₒₓ=200 μA/V²、W/L=10、Vɢₛ=1.20 V、Vₜ=0.40 V、Vᴅₛ=1.00 V；它处于哪个强反型工作区，理想漏电流约为多少？

已知

  1. μCₒₓ=200 μA/V²
  2. W/L=10
  3. Vɢₛ−Vₜ=0.80 V
  4. Vᴅₛ=1.00 V
  5. 忽略体效应、速度饱和和沟道长度调制

步骤

  1. Vᴅₛ=1.00 V ≥ Vɢₛ−Vₜ=0.80 V，漏压达到长沟道夹断判据，因此选用饱和区平方律
  2. Iᴅ,sat=½×200 μA/V²×10×(0.80 V)²，代入工艺跨导参数、宽长比和过驱动
  3. Iᴅ,sat=640 μA=0.640 mA，完成单位换算
结果 该教学偏置点属于理想长沟道饱和区，漏电流约0.64 mA。

先判工作区再选公式；同一器件若Vᴅₛ低于0.80 V，应改用线性区表达式。

不能外推到 平方律不适合直接预测先进短沟道器件；真实电流还受迁移率退化、串联电阻、速度饱和、DIBL、自热和模型参数影响。

边界

MOSFET 饱和与 BJT 饱和具有不同物理含义

MOSFET 饱和通常表示漏端沟道夹断或高场速度限制后，漏电流对 VDS 的增量响应变小；BJT 饱和则表示发射结和集电结都正偏并伴随额外存储电荷。两者同名但偏置条件与载流子机制不同。123

成立条件 对比增强型 MOSFET 与正常使用的 BJT；MOSFET 实际饱和区仍可能存在有限输出电导

双极型晶体管 对比：同名工作区不能跨器件直接类比。
公式

跨导表示栅压控制漏极电流的灵敏度

在固定漏源电压与工作点附近，跨导 gm 是漏极电流对栅源电压的微分；它把输入小信号电压转换为输出小信号电流。123

gₘ = (∂Iᴅ/∂Vɢₛ)|Vᴅₛ

gₘ
跨导，单位 S

成立条件 小信号局部导数；必须注明偏置点与保持不变的端口电压；gm 不是器件在所有工作区的固定参数

公式

平方律模型把跨导连接到过驱动与偏置电流

在理想长沟道饱和区，对平方律电流求栅压导数，可把 gm 写成工艺与几何参数乘以过驱动，或写成偏置电流与过驱动之比。123

gₘ = μCₒₓ(W/L)(Vɢₛ−Vₜ) = 2Iᴅ/(Vɢₛ−Vₜ)

gₘ/Iᴅ
跨导效率，单位 V⁻¹

成立条件 与平方律饱和电流相同的长沟道、恒定迁移率条件；短沟道、弱反型和强反型不同区间的 gm/ID 关系会改变

例题：动手算一次教学假设，可复算

某教学MOSFET在长沟道饱和区偏置为ID=0.50 mA、过驱动VOV=VGS−VT=0.20 V；平方律模型中的gm与gm/ID是多少？

已知

  1. ID=0.50 mA
  2. VOV=0.20 V
  3. 长沟道、强反型、饱和区
  4. 在该直流工作点附近做小信号线性化

步骤

  1. gm=2ID/VOV=2×0.50 mA/0.20 V=5.0 mS，用偏置电流和过驱动计算局部跨导
  2. gm/ID=2/VOV=10 V⁻¹，跨导效率表示每单位偏置电流获得的栅控灵敏度
结果 gm约5.0 mS，gm/ID约10 V⁻¹。

该工作点把很小的栅压变化转换为约5 mA/V的漏电流变化；跨导效率用于比较增益、速度和电流代价。

不能外推到 只对该偏置点附近的小信号有效；弱反型、速度饱和、迁移率退化和模型提取会改变gm/ID关系。

机制

沟道长度调制使饱和区电流继续随 VDS 增长

夹断后继续提高 VDS 会使漏端高场区向源端扩展并缩短有效沟道，因而饱和电流并非完全水平；一阶模型用沟道长度调制系数 λ 表示这种有限斜率。123

Iᴅ ≈ Iᴅ,sat(1 + λVᴅₛ)；gᴅₛ ≈ λIᴅ

λ
沟道长度调制系数，单位 V⁻¹
gᴅₛ
输出电导，单位 S

成立条件 饱和区的小信号一阶模型；短沟道器件还会叠加漏致势垒降低等效应；λ 依赖沟道长度、偏置和工艺

例题：动手算一次教学假设，可复算

沿用ID=0.50 mA的教学偏置，若沟道长度调制系数λ=0.050 V⁻¹，小信号输出电导gds和输出电阻ro约为多少？

已知

  1. ID=0.50 mA
  2. λ=0.050 V⁻¹
  3. 饱和区小信号一阶模型
  4. 在给定漏压工作点附近线性化

步骤

  1. gds≈λID=0.050×0.50 mA=25 μS，沟道长度调制把饱和区输出曲线变为有限斜率
  2. ro≈1/gds=1/(25 μS)=40 kΩ，输出电阻是局部输出电导的倒数
结果 gds约25 μS，ro约40 kΩ。

漏极不是理想电流源；有限ro会让输出电压变化反馈成额外漏电流，并限制放大级增益。

不能外推到 λ不是跨偏置和沟道长度固定的常数；DIBL、速度饱和、体效应和外部负载会改变真实输出电阻。

短沟道效应 影响：沟道缩短会增强漏端对沟道势垒和有效长度的影响。
关联

内在电压增益由跨导与输出电导的比值限制

MOSFET 把栅压变化转成 gm 控制的漏电流变化，但输出端自身的 gds 会分流这种控制效果；在最简小信号模型中，晶体管内在电压增益量级由 gm/gds 决定。12

|Aᵥ₀| ≈ gₘ/gᴅₛ = gₘrₒ

rₒ
小信号输出电阻，约为 1/gds，单位 Ω

成立条件 饱和区小信号、忽略外部负载与寄生电容；实际级增益还受源漏电阻、体效应和电路拓扑影响

例题：动手算一次教学假设，可复算

若同一教学工作点已得到gm=5.0 mS、ro=40 kΩ，晶体管内在电压增益量级是多少？换算为分贝约多少？

已知

  1. gm=5.0 mS
  2. ro=40 kΩ
  3. 饱和区小信号模型
  4. 忽略外部负载、源退化、体效应和寄生电容

步骤

  1. |Av0|≈gmro=5.0×10⁻³×40×10³=200 V/V，跨导把输入电压转为电流，输出电阻再把电流转回输出电压
  2. 20log10(200)≈46.0 dB，用电压增益的20倍常用对数换算为分贝
结果 内在增益量级约200 V/V，即约46 dB。

高gm和高ro必须同时成立才能获得高内在增益；只增加偏置电流而使ro下降，未必提高最终增益。

不能外推到 这是单晶体管、低频、无负载的上限量级；真实放大级的拓扑、负载、共模范围、频率极点和摆幅都会降低可用增益。

边界

短沟道 MOSFET 的电流饱和常由高场速度限制主导

沟道缩短后，较小的漏压就能产生很强的横向电场，载流子漂移速度趋于饱和；此时饱和电流对栅过驱动的依赖可从理想平方关系向近似线性关系过渡。123

成立条件 高横向电场、短沟道；还可能同时存在迁移率退化、弹道输运和源端注入限制；不能用单一速度饱和值覆盖所有先进器件

短沟道效应 后续：速度饱和是从长沟道模型进入先进器件非理想行为的重要边界。

出处

4 本教材 · 12 处引用
  1. 1

    Modern Semiconductor Devices for Integrated Circuits

    Chenming C. Hu · 2010

    查看这个来源 →
  2. 2

    Physics of Semiconductor Devices

    S. M. Sze, Yiming Li, Kwok K. Ng · 第4版 · 2021

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  3. 3
  4. 4

    半导体物理学（第8版）

    刘恩科、朱秉升、罗晋生

    • 第 8 章，表面场效应与开启电压 用于本页概述
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