跳到正文
半导体开放世界

功率 MOSFET

Power MOSFET（VDMOS / Trench MOSFET）也称 垂直功率MOS、VDMOS、沟槽MOSFET、功率场效应管、RDS(on)、power FET

功率MOSFET把大量垂直MOS元胞并联，以栅极电场控制多数载流子从源极经沟道和漂移区流向漏极，在耐压、导通电阻、电荷、开关速度与热之间折中。

专深出处 3 份资料
报告问题

速览

约 1 分钟

栅极几乎不消耗直流电流，但每次开关都要给输入电容充放电。导通时主要损耗近似I²RDS(on)，开关时则由电压电流重叠、栅电荷、输出电荷和体二极管恢复共同决定；只比较室温最低RDS(on)不能完成选型。

系统理解

约 3 分钟

垂直功率MOSFET由源极元胞、p体区反型沟道、JFET收缩区、轻掺杂漂移区、重掺杂衬底和背面漏极构成。栅压高于阈值后形成沟道，多数载流子纵向通过芯片；大量元胞并联扩大电流能力，漂移层厚度和掺杂承担关断电压。

导通电阻是沟道、积累区、JFET区、漂移层、衬底和接触等分量之和。低压器件可由沟道/封装占较大比例，高压硅器件常由漂移区主导；提高耐压通常需要更厚、更低掺杂漂移层，因此增加比导通电阻。RDS(on)随结温、栅压和电流变化，必须使用目标条件下的数据。

栅极是电容性端口。驱动器需要提供Qg，米勒平台期间主要改变漏源电压；外部栅阻、共源电感、Qgd、Coss和回路杂散共同决定dv/dt、di/dt、过冲、振铃与EMI。体二极管提供第三象限通路，但其Qrr在硬换向时增加对侧开通电流和损耗。

可靠设计需联合静态I-V、RDS(on)(T)、栅电荷、Coss能量、双脉冲Eon/Eoff、SOA、雪崩、短路、热阻/瞬态热阻和封装电感。额定电压与电流不是可同时连续使用的工作点；必须由实际波形、结温和寿命任务剖面闭环。

承接MOS电容、MOSFET、漂移区和击穿，向后连接Buck、栅极驱动、功率封装、EMI、结温、SOA与可靠性。

公式提示

导通损耗近似Pcond=Irms²·RDS(on,T)；栅驱动功率近似Pg=Qg·Vdrive·fs。两式只覆盖部分损耗，硬开关还需Eon/Eoff、Eoss、Qrr和寄生回路。

关键参数

关键参数
参数单位含义
VDS、ID、VGS与VGS(th)V / A限定阻断、驱动和电流工作区
RDS(on)、温度系数与比导通电阻Ω / Ω·cm²决定主要导通损耗和芯片面积
Qg、Qgd、Ciss、Coss与CrssC / F决定驱动与开关动态
Eon、Eoff、Qrr与dv/dtJ / C / V/s量化换向损耗和扰动
SOA、雪崩、Tj与ZthA·V / J / °C / K/W定义瞬态和热可靠性边界

常见误区

  • 认为电压控制就不需要栅极驱动功率
  • 只按25°C典型RDS(on)计算导通损耗
  • 把阈值电压当作完全导通电压
  • 忽略体二极管Qrr和Coss能量
  • 把数据手册最大电流当作任意电压温度下可用

工程深入

12 条结论 · 1 道例题

结构与阻断

定义

功率MOSFET用垂直并联元胞传导大电流

源极和栅极位于芯片正面、漏极位于背面，大量元胞并联使电流纵向通过沟道与漂移区。12

成立条件 典型垂直n沟道增强型；结构随电压等级和代际变化

机制

漂移区同时承担耐压并贡献导通电阻

关断时轻掺杂漂移区展开耗尽层支撑电压；更高硅耐压通常需要更厚、更低掺杂的漂移区。12

成立条件 一维漂移区趋势；终端与曲率已合理控制

导通损耗

机制

RDS(on)是多个结构电阻之和

沟道、积累区、JFET收缩区、漂移层、衬底、接触与封装共同形成导通电阻，主导项随耐压和结构改变。13

成立条件 目标VGS和Tj明确；不把封装电阻遗漏

公式

导通损耗由RMS电流平方决定

对近似电阻型导通区，应使用器件实际电流波形的RMS值和目标温度下RDS(on)。13

Pcond≈Irms²·RDS(on,Tj,VGS)

Irms
导通期间RMS电流，单位 A

成立条件 器件处于欧姆导通区；RDS(on)按VGS与Tj修正

公式

20安、40毫欧、50%占空比时导通损耗为8瓦

教学例说明应将占空比纳入周期RMS电流，且热态电阻会使真实损耗更高。13

Irms=20√0.5=14.14 A; P=Irms²·0.04=8 W

D
导通占空比，单位 1

成立条件 矩形20 A导通电流；RDS(on)=40 mΩ；D=0.5

例题：动手算一次教学假设，可复算

MOSFET以20 A导通半个周期、RDS(on)为40 mΩ，平均导通损耗？

已知

  1. I=20 A
  2. D=0.5
  3. RDS(on)=0.04 Ω

步骤

  1. Irms=20√0.5=14.14 A，把矩形脉冲换算为周期RMS。
  2. P=14.14²×0.04=8 W，使用I²R。
结果 8 W。

仅导通损耗已足以要求热设计。

不能外推到 未包含热态RDS(on)、开关、栅驱动、体二极管与封装损耗。

栅极与开关

边界

阈值电压不是完全导通电压

VGS(th)只在很小规定漏电流下标定沟道开始形成，不能用它保证低RDS(on)或额定电流。13

成立条件 查明阈值测试电流；使用规定驱动电压曲线

机制

米勒平台把栅电荷连接到漏极电压转换

平台期间驱动电流主要改变栅漏电荷并推动VDS转换，因此Qgd、驱动阻抗与共源电感共同决定开关速度。13

成立条件 硬开关近似；驱动回路寄生已纳入

公式

栅极无直流导通仍有周期驱动功率

每周期充放总栅电荷需要能量，频率升高会线性增加理想驱动功率。13

Pgate≈Qg·Vdrive·fs

Qg
总栅电荷，单位 C

成立条件 Qg取目标VDS、ID和Vdrive；忽略驱动器额外损耗

换向与寄生

机制

体二极管反向恢复会增加对侧开通应力

死区导通后的存储电荷在硬换向时形成反向恢复电流，增加Eon、过冲和EMI。13

成立条件 存在体二极管正向导通；换向di/dt与温度明确

边界

更快栅驱动不等于更低系统损耗

减小栅阻可缩短电压电流重叠，却可能增加过冲、振铃、共模电流、误导通和器件应力。13

成立条件 功率与栅回路布局固定；EMI和绝缘同时签核

安全与热

边界

额定电流不能脱离结温和SOA使用

数据手册电流可能受封装、壳温、脉冲宽度或理想散热限制，实际工作点还需同时满足电压、热和SOA。13

成立条件 区分连续与脉冲；按实际冷却计算Tj

系统连接

关联

Buck开关损耗必须回到具体MOSFET与布局

Buck的频率和电流只给出激励，真实效率还由RDS(on)、Qg、Eoss、Qrr、驱动和热回路共同决定。13

成立条件 拓扑换向状态明确；使用目标板双脉冲或相关模型

出处

3 份资料 · 3 处引用
  1. 1
  2. 2

    Physics of Semiconductor Devices

    S. M. Sze, Yiming Li, Kwok K. Ng · 第4版 · 2021

    查看这个来源 →
  3. 3