仪表放大器

Instrumentation Amplifier（INA）也称仪用放大器、测量放大器、in-amp

以高阻差分输入提取小信号，并在规定共模范围内抑制共同电压的测量放大模块。

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仪表放大器把输入缓冲、差分增益和共模抑制组合在一起。判断能否测到信号，既要看最终输出，也要看内部节点余度、输入偏置返回、REF驱动和整条误差预算。

系统理解

约 2 分钟

经典三运放结构由两个高阻输入放大器和一个输出减法器组成。输入级对差分量提供增益，对纯共模量近似跟随；输出级再提取两路之差，并把输出放在REF设定的基线上。

内部节点同时承受共模电平和放大的半差分量，高总增益可能使缓冲器先饱和。输入返回网络负责给偏置电流提供直流通路，REF负责输出基线，两者不能相互替代。应用还应把失调、温漂、增益设定及源阻抗误差折算到统一口径。

承接差分对和负反馈运放，向传感器信号调理及模数转换器接口延伸；不重复晶体管级差分对或普通运放总论。

关键参数

关键参数
参数	单位	含义
增益与增益分配	V/V	决定差分放大及各级余度占用
输入共模与输出范围	V	与电源、增益及REF共同限定线性范围
输入偏置与返回阻抗	A；Ω	决定直流工作点、加载及偏置误差
REF源阻抗与噪声	Ω；V/√Hz	影响输出基线及减法级匹配
RTI/RTO失调与温漂	V；V/°C	同一工作点下分清误差参考口径

常见误区

只要总输出没有到电源轨，所有内部节点就一定线性。
REF接到中点后，浮置输入也自动有了偏置返回。
差分总增益相同，各种内部增益分配就具有相同共模范围。
输入参考与输出参考误差可以直接相加。

工程深入

13 条结论 · 2 道例题

架构与增益分工

定义

仪表放大器把差分增益与高阻输入组合成测量接口

仪表放大器是把高输入阻抗、差分电压放大和共模抑制作为整体规定的测量增益模块；它可以由多个运放与匹配电阻组成，也可以单片集成，不等同于任意一只用于仪表系统的运放。^{1, 2}

成立条件 讨论电压输入的仪表放大器，不包括隔离器件或所有差分放大器；共模抑制与输入阻抗都必须在相应频率和工作范围内成立

机制

经典三运放输入级放大差分而近似原样传递共模

两个输入缓冲器的反相节点由同一增益电阻相连；纯共模输入使该电阻两端没有差分电压，理想时不流增量电流，两路输入级分别近似跟随共模。差分输入则在该电阻上产生电流，形成额外差分增益。^{1, 3}

成立条件 经典对称三运放电路、有效负反馈且各放大器在线性范围内；器件失配和有限环路增益会引入实际共模误差

公式

总差分增益是输入级和减法级增益的乘积

在经典对称三运放电路中，两只相等输入级反馈电阻为RF、跨接电阻为RG，输出减法器匹配比值为G2，则差分总增益G=(1+2RF/RG)G2；在参考端正确驱动的理想匹配电路中，输出是G乘差分输入后再加Vref。^{1, 3}

G_1=1+\frac{2R_F}{R_G},\quad G=G_1G_2,\quad v_{\mathrm{out}}=Gv_d+V_{\mathrm{ref}}

$G_1$: 输入级差分电压增益无量纲
$G_2$: 匹配减法级的差分电压增益无量纲
$G$: 总差分电压增益无量纲
$R_F$: 两只相等的输入级反馈电阻各自阻值单位 Ω
$R_G$: 连接两个输入级反相节点的增益电阻单位 Ω
$v_d$: 正输入减负输入的差分电压单位 V
$V_{\mathrm{ref}}$: 相对同一系统参考的REF端电压单位 V
$v_{\mathrm{out}}$: 相对同一系统参考的输出电压单位 V

成立条件 输入级两只RF相等，减法级电阻比匹配，运放线性且带宽足够；定义vd=vin+−vin−；一般集成芯片以自身数据手册的增益式为准，不套固定49.4kΩ等器件常数

内部节点与线性范围

公式

总输出尚在量程内也可能隐藏输入级饱和

经典三运放输入级的两个输出分别约为vcm−G1vd/2和vcm+G1vd/2；它们要各自满足输入级输出余度。后级相减或衰减后看似正常的总输出，不能反向证明内部两节点没有饱和。^{1, 3}

v_a\approx v_{\mathrm{cm}}-\frac{G_1v_d}{2},\quad v_b\approx v_{\mathrm{cm}}+\frac{G_1v_d}{2}

$v_a$: 负输入侧缓冲器输出的线性模型值单位 V
$v_b$: 正输入侧缓冲器输出的线性模型值单位 V
$v_{\mathrm{cm}}$: 两个输入电压的算术平均值单位 V
$G_1$: 输入级差分增益无量纲
$v_d$: 正输入减负输入的差分电压单位 V

成立条件 只针对所定义的对称经典电路；带内部电平移位的产品须另加实际移位量；vcm=(vin++vin−)/2，预测越出余度时表示线性模型失效，不声称实际输出还能继续越轨

例题：动手算一次教学假设，可复算

教学离散电路取RF=50.0kΩ、RG=1.00kΩ、G2=0.100、Vref=2.50V，输入vcm=2.50V、vd=50.0mV。假设每个放大器允许输出0.200至4.80V，检查仅看总输出是否足够。

已知

电阻、增益、参考、输入与余度均为教学假设，不是INA826产品参数
忽略所有失调及电平移位；先按未饱和模型计算，再检验模型是否有效

步骤

G1=1+2×50.0/1.00=101；G=101×0.100=10.1分别求输入级和总差分增益。
vout,lin=10.1×0.0500+2.50=3.005V≈3.01V理想总输出在假设量程内，但还不能认定线性工作。
G1vd/2=101×0.0500/2=2.525V求每个输入级输出相对共模的偏移。
va,lin=2.50−2.525=−0.0250V；vb,lin=2.50+2.525=5.025V两个预测值都越出0.200至4.80V，因此原线性解不成立。

结果总输出的线性计算值约3.01V看似可用，但两个内部节点都超出假设余度，不能据此保证正确输出。

节点检查应覆盖整个信号链，而不只是最终输出引脚。

适用边界 实际饱和后的输出须用非线性模型或实测确定；−0.0250V和5.025V是用于判定线性解失效的预测值。

边界

共模范围必须同时绑定增益与输出参考

仪表放大器的可用范围应按供电、输入共模、差分幅度、增益和REF设置联合核查。改变增益或参考后，原来的共模—输出范围图不再当然适用；输入引脚未越轨、总输出未越轨也不是充分条件。^{1, 4}

成立条件 使用与实际负载、供电及增益一致的工作范围图或内部节点模型；绝对最大额定值不是保持线性与精度的保证范围

参考端与输入返回

机制

REF设定输出基线但不能给悬浮输入提供偏置返回

REF端把输出基线移动到需要的电平；输入端的直流工作点仍需由传感器或外部返回网络建立。仅把REF接到中点，不会自动给两个高阻输入补上直流通路。^{1, 2}

成立条件 按带REF输入的仪表放大器结构讨论，遵守REF允许范围；输入共模偏置与输出参考是两个不同的设计对象，可取相同电压但不能混为同一连接

边界

高阻分压器直接驱动REF可能破坏减法级匹配

在REF直接接入减法器电阻网络的结构中，REF源阻抗会加入该支路并改变匹配比值，既产生参考电平误差，也可能降低共模抑制。应按具体器件要求使用足够低阻的参考源或缓冲器。^{1, 4}

成立条件 不把某芯片给出的5Ω等限值推广成所有仪表放大器的通用要求；缓冲器自身还需满足输出范围、噪声、负载与稳定性要求

边界

电容或变压器耦合仍需为输入偏置电流提供直流路径

输入偏置电流虽小，却会给浮置的耦合电容持续充电，使输入共模逐渐漂出线性范围。AC耦合或不带中点接地的变压器接口，应给每个输入建立适当的直流返回路径，而非以短时间波形正常作为充分验证。^{1, 2}

成立条件 返回电位须位于实际允许输入共模范围内，单电源时不一定可直接接地；返回网络还要满足传感器负载、偏置误差和噪声要求

边界

偏置返回电阻不能只按不加载传感器来选

较大的输入返回电阻能减轻对信号源的加载，却增加热噪声及输入偏置电流造成的电压偏移；电阻与耦合电容还决定低频传递。两路RC不匹配会把部分共模扰动转换为差分误差，应共同核查阻抗、频带、噪声和误差。^{1, 2}

成立条件 限定AC耦合输入返回网络，使用工作温度下的偏置电流和元件实际公差；不以某手册建议的典型阻值范围代替应用预算

误差、温漂与架构取舍

公式

输入级与输出级失调要折算到同一参考口径

把两级仪表放大器的输入级等效失调记为VOSI、输出级附加失调记为VOSO时，输入参考总失调为VOSI+VOSO/G，输出参考为GVOSI+VOSO。两者描述同一个误差，不应把RTI与RTO数字直接相加或混作两个独立误差项。^{1, 4}

V_{\mathrm{OS,RTI}}=V_{\mathrm{OSI}}+\frac{V_{\mathrm{OSO}}}{G},\quad V_{\mathrm{OS,RTO}}=GV_{\mathrm{OSI}}+V_{\mathrm{OSO}}

$V_{\mathrm{OS,RTI}}$: 折算到输入的总失调电压单位 V
$V_{\mathrm{OS,RTO}}$: 折算到输出的总失调电压单位 V
$V_{\mathrm{OSI}}$: 输入级等效失调电压单位 V
$V_{\mathrm{OSO}}$: 输出级附加失调电压单位 V
$G$: 总差分电压增益无量纲

成立条件 各项使用同一工作点、温度、增益与符号方向；需要最坏界限时按相应幅值界限求和；该式不包含增益误差、偏置电流源阻抗误差、CMRR、电源或参考误差

例题：动手算一次教学假设，可复算

教学误差预算设VOSI=+15.0µV、VOSO=+200µV，增益100。只计这两个同号失调，求RTI和RTO值。

已知

参数为教学假设，不对应具体器件的典型或保证值
两项同号，忽略偏置、增益、参考和噪声等其他误差

步骤

VOSO/G=200µV/100=2.00µV把输出级附加失调折回输入。
VOS,RTI=15.0+2.00=17.0µV同一输入参考口径下按代数和求总失调。
VOS,RTO=100×15.0µV+200µV=1700µV=1.70mV或直接将输入级失调放大，再加输出级失调。

结果输入参考总失调17.0µV，对应输出参考失调1.70mV。

RTI与RTO相差增益100倍，是同一误差的两种口径，不能再相加。

适用边界 若失调符号未知，按规定作最坏界限或统计预算；本题不是噪声的均方根合成。

边界

外接增益电阻的校准不能消除它之后的温漂

外接RG与内部电阻共同决定增益；室温校准可减少初始增益误差，却不会让内外电阻具有相同温度系数。高增益所需的小RG还使连接电阻和寄生更显著，因此需按温度、连接和频率重新验证增益。^{1, 4}

成立条件 指采用外接电阻设定增益的仪表放大器，不把所有内部增益网络视为同一实现；不直接套用早期手册中关于所有1%电阻与ADC位数的绝对禁用结论

关联

双运放架构的直流CMRR不能直接代表交流CMRR

标准双运放仪表放大器的两路共模信号经历不同的放大路径；即使直流电阻比调得平衡，额外一级的相移仍可能形成随频率变化的共模误差。应按实际架构及所需频带查CMRR，而非只比较运放数量或直流抑制值。¹

成立条件 针对所引用的标准双运放电路，不把专门改进架构的产品一概判为低CMRR；不重复差分对晶体管失配模型；这里讨论系统级两路信号路径的不对称

边界

低频差分偏置和共模电平占用的是不同余度

小交流差分信号叠加的大差分直流偏置会一起经过差分增益，可能先耗尽内部或输出量程；大共模电平则按共模路径占用内部余度。移走差分直流偏置不能替代共模范围核验，AC耦合之后仍要重建输入偏置并检查低频与建立过程。^{1, 3}

成立条件 只在应用不需要该直流信息时才考虑高通或伺服等处理；不把针对特定传感器的滤波截止频率或历史医疗电路参数当成通用建议

出处

4 份资料 · 25 处引用

1
A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers, 3rd Edition
Charles Kitchin; Lew Counts · 2006
- 第三版，印刷第2-2–2-3页，图2-3至2-5与The 3-Op Amp In-Amp 支持：仪表放大器把差分增益与高阻输入组合成测量接口
- 第三版，印刷第2-2–2-3页，图2-4与三运放结构推导 支持：经典三运放输入级放大差分而近似原样传递共模
- 第三版，印刷第2-3页，图2-4后的增益关系 支持：总差分增益是输入级和减法级增益的乘积
- 第三版，印刷第2-3–2-4页，图2-5与3-Op Amp Design Considerations 支持：总输出尚在量程内也可能隐藏输入级饱和
- 第三版，印刷第2-3–2-5页，图2-5至2-8 支持：共模范围必须同时绑定增益与输出参考
- 第三版，印刷第5-2–5-4页，图5-3至5-8 支持：REF设定输出基线但不能给悬浮输入提供偏置返回
- 第三版，印刷第5-4页，图5-7、5-8与Properly Driving an In-Amp’s Reference Input 支持：高阻分压器直接驱动REF可能破坏减法级匹配
- 第三版，印刷第5-2–5-3页，图5-3至5-6 支持：电容或变压器耦合仍需为输入偏置电流提供直流路径
- 第三版，印刷第5-3–5-4页，Selecting and Matching RC Coupling Components、表5-1 支持：偏置返回电阻不能只按不加载传感器来选
- 第三版，印刷第A-4页，附录A、Voltage Offset and Drift 支持：输入级与输出级失调要折算到同一参考口径
- 第三版，印刷第1-7、5-10页，外接增益电阻、温度漂移与增益误差讨论 支持：外接增益电阻的校准不能消除它之后的温漂
- 第三版，印刷第2-4–2-6页，图2-6至2-9、双运放AC共模讨论 支持：双运放架构的直流CMRR不能直接代表交流CMRR
- 第三版，印刷第5-2–5-3页，AC耦合与输入/输出余度讨论 支持：低频差分偏置和共模电平占用的是不同余度
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2
Importance of Input Bias Current Return Paths in Instrumentation Amplifier Applications, SBOA503
Tamara Alani · 2021
- SBOA503（2021-07），印刷第2页，§1、图1-1 支持：仪表放大器把差分增益与高阻输入组合成测量接口
- SBOA503（2021-07），印刷第4–5页，§3–4、图3-1至4-1 支持：REF设定输出基线但不能给悬浮输入提供偏置返回
- SBOA503（2021-07），印刷第4–5页，§3–4、图3-1、4-1 支持：电容或变压器耦合仍需为输入偏置电流提供直流路径
- SBOA503（2021-07），印刷第6–8页，§5–6、式1与图5-1至5-4 支持：偏置返回电阻不能只按不加载传感器来选
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3
Getting the most out of your instrumentation amplifier design, SLYT226
Thomas Kugelstadt · 2005
- SLYT226（2005年第4季），印刷第25页，图1、式1–4 支持：经典三运放输入级放大差分而近似原样传递共模
- SLYT226（2005年第4季），印刷第25–26页，图1、式4–6 支持：总差分增益是输入级和减法级增益的乘积
- SLYT226（2005年第4季），印刷第25–26页，图1、式4及饱和约束 支持：总输出尚在量程内也可能隐藏输入级饱和
- SLYT226（2005年第4季），印刷第26–27页，Removing large differential DC potentials与Signal composition 支持：低频差分偏置和共模电平占用的是不同余度
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4
INA826 Precision, 200-µA Supply Current, 36-V Supply Instrumentation Amplifier, SBOS562G
Texas Instruments · 2020
- SBOS562G（2020-06），印刷第21页，§8.3.4 支持：共模范围必须同时绑定增益与输出参考
- SBOS562G（2020-06），印刷第23页，§8.3.7、图61 支持：高阻分压器直接驱动REF可能破坏减法级匹配
- SBOS562G（2020-06），印刷第6、25页，§7.5脚注1、§8.3.10表2 支持：输入级与输出级失调要折算到同一参考口径
- SBOS562G（2020-06），印刷第20页，§8.3.2、8.3.2.1、式1 支持：外接增益电阻的校准不能消除它之后的温漂
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常见误区

架构与增益分工

#仪表放大器把差分增益与高阻输入组合成测量接口

#经典三运放输入级放大差分而近似原样传递共模

#总差分增益是输入级和减法级增益的乘积

内部节点与线性范围

#总输出尚在量程内也可能隐藏输入级饱和

已知

步骤

#共模范围必须同时绑定增益与输出参考

参考端与输入返回

#REF设定输出基线但不能给悬浮输入提供偏置返回

#高阻分压器直接驱动REF可能破坏减法级匹配

#电容或变压器耦合仍需为输入偏置电流提供直流路径

#偏置返回电阻不能只按不加载传感器来选

误差、温漂与架构取舍

#输入级与输出级失调要折算到同一参考口径

已知

步骤

#外接增益电阻的校准不能消除它之后的温漂

#双运放架构的直流CMRR不能直接代表交流CMRR

#低频差分偏置和共模电平占用的是不同余度

A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers, 3rd Edition

Importance of Input Bias Current Return Paths in Instrumentation Amplifier Applications, SBOA503

Getting the most out of your instrumentation amplifier design, SLYT226

INA826 Precision, 200-µA Supply Current, 36-V Supply Instrumentation Amplifier, SBOS562G